*原裝工控SKF CMPT2310TX10

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精密測量
因此閥門座的精密測量成了判斷其是否合格的主要依據(jù)。傳統(tǒng)的測量方法多為檢具和三軸CMM測量。檢具測量雖然簡單，但其價格昂貴，并且純粹依靠人工作業(yè)，一旦產(chǎn)品規(guī)格換型，整套量具將無法使用;普通的三軸CMM解決了產(chǎn)品換型帶來的問題，但其編程復雜，且測量效率低下，很難達到節(jié)拍……
自雷尼紹REVO®五軸測頭搭載MODUS™軟件Valve Seat閥座檢測模塊的橫空出世，閥門座的檢測難題從此變得So easy !
導管孔掃描
進氣側和排氣側的導管通常是評價座圈閥座孔位置、跳動、深度的基準，它的測量準性直接影響閥座孔的尺寸;
為了更真實的反映導管形狀和位置，REVO通常通過螺旋掃描獲得更多的數(shù)據(jù);
在MODUS軟件里，用戶可根據(jù)需求設置掃描速度、掃描間距、掃描圈數(shù)等等;
對于不同加工精度的產(chǎn)品，用戶還可自行設置掃描過濾波段和等。
ValveSeat 模塊
Valve Seat是雷尼紹MODUS測量軟件為檢測閥門座而量身定做的模塊，它在編程、評價以及分析上有著超乎想象的簡單!
一個完整的閥門座通常是由1-3個不同錐度的圓錐組成，傳統(tǒng)的測量軟件在編程時，通常是將它分解成1-3個圓錐來分別測量，再將這些圓錐進行一系列的構建、計算、提取等，終才能得到可以評價尺寸的特征。
僅需簡單幾步，一個閥座的測量程序就會自動生成，值得一提的是，REVO測頭可以一次性的將整個閥門座掃描完成，無需多余的計算。
為了達到這種效果并且保證數(shù)據(jù)的準性，Valve Seat模塊有效的處理了圓錐的過渡和過掃描等問題，帶給用戶一種接近的體驗感。
掃描分析及評價
REVO每掃描一個閥座概會生成6000~7000個測量點，后臺會將這些點云的X,Y,Z,I,J,K值存入TXT文檔，用戶可以通過第三方軟件分析座圈的實際形貌，3D輪廓比對以及逆向分析在MODUS軟件中，所有座圈截圓的2D圖形都可輕松查看，截圓的圓度形狀一目了然;
通過實際測量數(shù)據(jù)，可直接評價其座圈圓度、角度、位置度、跳動、帶寬、輪廓度、直徑或深度;
測量效率
對于汽車發(fā)動機缸蓋，閥門座的測量一直是一個重點和難點，REVO通過革命性的全形面掃描，數(shù)據(jù)分析處理，有效的解決了這個難題，并被業(yè)界*為閥門座的檢測神器!本文將介紹測量低噪聲放器(LNA)的另外一個至關重要的參數(shù)——噪聲系數(shù)，盡管測量噪聲系數(shù)的方法有多種，但常用的兩種方法是冷源法(也稱為增益法)以及Y因子法。
噪聲系數(shù)基礎知識一覽
定量表示噪聲系數(shù)和噪聲因子有很多方法。早的定義之一由Harold Friis在20 世紀40年代所提出。在Friis的定義中，噪聲因子(噪聲系數(shù)的線性等效物理 量)是特定信號通過特定組件時的信號比(SNR)的降低量。噪聲因子和噪聲系數(shù)均是無單位物理量，噪聲因子以線性方式表示，而噪聲系數(shù)則以對數(shù)形式表示。
等式1. 噪聲因子作為SNR的函數(shù)
如等式1所示，如果LNA輸入的信號的SNR為100dB，噪聲系數(shù)為5dB，那么 輸出的SNR為100-5dB = 95dB。如圖10所示， 噪聲系數(shù)為XdB的“黑箱”組件將使SNR降低XdB
熱噪聲之外的固有噪聲功率
圖10. 噪聲系數(shù)等于組件的固有噪聲功率與熱噪聲功率之和。
噪聲系數(shù)的另一個定義是在-174dBm/Hz的常溫熱噪聲功率下，特定有源器件和無源器件額外引入的噪聲功率，以dB為單位。該定義與IEEE對噪聲因子的 定義相吻合，后者已被廣泛接受，用等式2來表示。
其中 k 表示耳茲曼常量
T0表示常溫
B 表示帶寬
G 表示DUT的增益
等式2. 噪聲因子的正式定義
在等式2中，kTo簡化為常溫下的熱噪聲，即-174dBm/Hz。因此，噪聲因子等于信號功率加上組件引入的噪聲功率。
例如，在天線連接至LNA的情況下，LNA輸入的噪聲功率為-174dBm/Hz。在LNA的輸出，噪聲功率等于-174dBm/Hz加上LNA的噪聲系數(shù)。在這種情況下，5dB的噪聲系數(shù)將產(chǎn)生-169dBm/Hz的輸出噪聲功率。請注意，在這種情況下，由于噪聲系數(shù)以對數(shù)的方式來表示，所以噪聲功率直接等于5dB加-174 dBm/Hz。
噪聲單位換算
在詳細介紹噪聲系數(shù)測量之前，先要明噪聲測量常用的的一些單位及術語的定義。常見的衡量參數(shù)包括噪聲系數(shù)、噪聲因子和噪聲溫度功率放器(PA)是現(xiàn)代無線電中*的射頻集成電路(RFIC)之一。無論是作為分立元件還是集成前模塊(FEM)的一部分，PA會顯著地影響無線發(fā)射機的性能。例如，無線PA的附加功率效率(PAE)在很程度上會影響移動設備的電池壽命，其線性度會影響接收機解調(diào)傳輸信號的能力。
分立元件與集成前模塊在GSM和UMTS等技術發(fā)展的早期，移動設備通常會為每個GSM和UMTS無線電配備獨立的放器。然而，LTE和WLAN技術的出現(xiàn)以及更多無線電頻段的使用推動了對集成化程度更高的射頻前技術的需求。
如今供應商正在嘗試將更多設備封裝到單個組件中，包括PA、低噪放器(LNA)，雙工器和天線開關。因此，現(xiàn)在射頻測試工程師的任務通常是測試高度集成的前模塊(如圖1所示)，而非一個獨立的PA。盡管前模塊測試所需的測量與分立組件的測量基本相同，但是測試集成前模塊通常還需要額外的步驟來配置待測設備(DUT)。
WLAN前模塊
圖1. FEM通常將PA和LAN集成到同一個組件中
在分析射頻PA的性能特性時，工程師會采用各種測量和測試技術來了解設備的增益、線性度和效率。在實際操作中，分析設備特性所需的具體測量取決于放器的預期用途。例如，盡管增益和效率等參數(shù)對于所有PA來說都很重要，但是用于無線通信傳輸?shù)脑O備仍需要針對特定標準進行測量。誤差向量幅度(EVM)作為PA重要的度量標準之一，就是用來衡量調(diào)制信號的質(zhì)量，而相鄰信道泄漏比(ACLR)是UMTS或LTE 射頻重要的測量參數(shù)之一。
增益和輸出功率
射頻PA的兩個重要特性是增益和輸出功率。增益用來表示設備輸入功率與輸出功率之間的關系。通常當PA的增益在較寬的輸入功率電平范圍內(nèi)維持相對恒定，但是當輸出功率趨近于設備飽和區(qū)時，增益開始下降。這一效應稱為增益壓縮。
圖2. 典型PA中輸入與輸出功率的關系曲線
分析PA可用輸出功率的常用方法之一是測量1dB壓縮點。如圖2所示，1dB壓縮點是指PA提供的增益比其在線性工作區(qū)域提供的增益小1dB 的工作點。例如，如果PA在其線性工作區(qū)域的增益是18dB，則1dB壓縮點是指PA正好提供17dB增益時的輸出功率。
測試1dB壓縮點時，可以使用經(jīng)過功率校準的矢量網(wǎng)絡分析儀(VNA)或射頻信號發(fā)生器和射頻信號分析儀的組合。使用射頻信號發(fā)生器和信號分析儀的組合是測量1dB壓縮點的快方法，可以使用連續(xù)波(CW)信號發(fā)生器或矢量信號發(fā)生器(VSG)進行此測量。
增益可作為輸入功率的函數(shù)進行測量，這時可使用射頻信號分析儀來測量信號發(fā)生器的功率電平并測量PA的輸出功率。如圖3所示，生產(chǎn)測試可用的一種優(yōu)化技術是將VSG配置為生成斜坡波形，而非具有不同功率電平的一系列連續(xù)波(CW)。
通過使用矢量信號收發(fā)儀(VSA)采集斜坡信號，即可輕松地將輸入功率與輸出功率相關聯(lián)，以定增益與輸入功率的關系曲線。這種斜坡信號方法比針對不同的步驟對信號發(fā)生器進行不同的配置要快得多，并且可以節(jié)省寶貴的測試時間。
圖3. 利用斜坡信號模擬PA來測量1dB壓縮點
使用NI矢量信號收發(fā)儀實現(xiàn)快速功率伺服控制
NI PA測試解決方案采用的*技術是使用NI矢量信號收發(fā)儀(VST)實現(xiàn)基于FPGA 的功率伺服。傳統(tǒng)的功率伺服控制是一個非常耗時的過程。然而，通過*在儀器FPGA上執(zhí)行控制回路，即可實現(xiàn)快的功率收斂。如果將功率伺服算法從嵌入式控制器中分離出來并在FPGA上執(zhí)行，測試軟件就可以利用并行測量機制進行并行測量，從而顯著降低測試時間和測試成本。有關使用NI VST進行快速功耗測量的更多信息，請訪問PA測試的FPGA 伺服控制提高增益和功率測量精度的一個重要技術是在儀器和待測PA之間使用小型 衰減器。在PA輸入和輸出功率上使用在線式固定衰減器，可以顯著減少由于失配引起的功率不定性，如圖4所示。
圖4. 儀器和PA之間的衰減器有助于優(yōu)化失配不定性。
利用功率計校準功率測量
使用功率計或VSA可以測量PA的輸出功率。過去，功率計通過測量功率成為準的功率測量方法，準度在±以內(nèi)。但是現(xiàn)在，矢量信號分析儀(VSA)配備了板載校準標準等工具，可提高測量功率的準度。VSA，如NI PXIe-5668R，僅僅使用板載校準功能就可以實現(xiàn)±的功率測量準度，如果使用參考校準標準(如功率計)，就可以達到更高的功率準度。
總體說來，盡管功率計可以比VSA更加精地測量射頻功率，但VSA在測量待測設備的輸出功率和增益方面有如下優(yōu)勢。先，VSA可以使用單個儀器進行多種測量，具有便捷性。此外，與功率計相比，VSA可以更快地測量功率，正因如此，在自動化射頻測試應用中，許多工程師往往使用VSA，結合 1dB壓縮點來測量功率。
測量功率和增益的一個重要步驟就是使用功率計校準系統(tǒng)設置。完成該校正步驟先需將功率計連接至待測設備輸入的參考平面，如圖5所示。使用功率計，我們可以在各種頻率下測量信號發(fā)生器以及衰減器和線纜的總輸出功率。設置好此步驟以后，我們就獲得了信號發(fā)生器在功率計的功率精度范圍內(nèi)的特性。
系統(tǒng)校準圖5. 系統(tǒng)校準通過兩個步驟完成，即使用功率計校準信號發(fā)生器和信號分析儀。
校準信號發(fā)生器設置完成后，可直接將信號分析儀裝置連接至信號發(fā)生器裝置，信號分析儀裝置包括儀器、電纜和衰減器等。利用信號發(fā)生器生成的校準響應，并假設使用功率計進行的測量結果正無誤，就可以定信號分析儀裝置的測量偏移。執(zhí)行完以上校準步驟后，即可參考功率計的結果，更準地測量輸出功率和增益。
使用VNA測量增益
盡管在自動化測試應用中，測量PA增益常見且快速的方法是使用VSG和VSA，但是也可以使用VNA來測量PA的增益。使用二口VNA測量PA的增益時，將VNA的口1連接至PA輸入，將VNA的口2連接至PA輸出，然后 測量S21系數(shù)，S21即PA的增益。
使用VNA測量PA增益的一個關鍵問題是保PA的輸出功率不會達到飽和或是 損壞VNA接收器。在這種情況下，外部衰減的量會顯著影響S21測量的準性。雖然許多VNA具有的安全輸入功率電平通常在1W(+ 30dBm)量，但是當儀器在接近功率電平下工作時，測量準性通常會降低，因為與VSA相比，VNA的可編程衰減器范圍通常更窄。
使用VNA對PA進行精測量需要注意口2輸入的功率電平。一般說來要保PA的源功率和VNA口2的輸入功率基本相等。因此，如果希望PA產(chǎn)生20dB的增益，則應在PA的輸出和VNA口2之間連接一個20dB的衰減器，如圖6所示在PA的輸出使用衰減器和在VNA口2使用衰減器的一個重要差別是對校 準參考平面的影響。無論是使用短路-開路-負載-直通(SOLT)的方法還是使用自動校準套件來校準VNA，參考平面都應盡可能靠近待測設備。
使用外部衰減器時，測量系統(tǒng)的校準應考慮到衰減器和所有相關電纜以及路徑中的所有連接件，如圖7所示。對于使用信號路徑中的衰減器來校準測量系統(tǒng)的情況，測量得到的VNA S21即為增益。有關VNA校準的更多信息，請訪問，查看網(wǎng)絡分析儀測量介紹。
理解參考平面
圖7. VNA校準參考平面必須擴展到外部衰減器之外
回波損耗和反向隔離
雖然增益等參數(shù)的測量在技術上不需要使用VNA，但是回波損耗和隔離的測量實需要完整的網(wǎng)絡分析。針對回波損耗和反向隔離的儀器設置取決于要分析的是PA的小信號行為還是信號行為。小信號是指在線性工作區(qū)域內(nèi)的信號，信號是指在非線性工作區(qū)域的信號。測量小信號行為時，可以使用VNA精測量S11(輸入回波損耗)和S22(輸出回波損耗)。
在某些情況下，測量輸出回波損耗可能需要對測試配置進行微調(diào)，如圖8所示。PA輸出和VNA口2之間所需的衰減可能相對較高，尤其是對于高增益PA。在這種情況下，高PA增益和相對較低的回波損耗會產(chǎn)生功率極低的反射信號，并由VNA的口2進行測量。因此，對高增益PA進行精的S22參數(shù)測量通常需要使用衰減器來生成比放器增益更低的損耗。在這些情況下，通常針對S11、S12和S21測量使用一個衰減值，針對S22測量使用另一個衰減值。
在生產(chǎn)測試中使用STS快速測量S參數(shù)
NI半導體測試系統(tǒng)(STS)是一款全自動化生產(chǎn)測試系統(tǒng)，采用全新的方法來測量生產(chǎn)測試中的S參數(shù)。該系統(tǒng)結合了口模塊(port Module)與NI矢量信號收發(fā)器(VST)。除了開關和預選功能之外，口模塊包含的定向耦合器可以有效地將VST轉換成VNA。因此，可以在生產(chǎn)測試環(huán)境下快速測量S參數(shù)，而不需要使用其他儀器。S參數(shù)測量使用多口校準模塊進行校準，該模塊可以自動校準多達48個RF口。有關NI STS的更多信息，請訪問/semiconductor-test-system。
測量S參數(shù)
圖8. VNA可用于測量反向隔離和回波損耗
在信號條件下測試PA時，測試配置要復雜得多。在信號條件下，很一部分輸出能量被轉換為諧波，而無法被傳統(tǒng)VNA捕捉到。因此，完整分析PA的信號性能特征的需要使用信號網(wǎng)絡分析儀(LSNA)或負載牽引測試臺，如圖9所示。由于在信號條件下測量S12和S21系數(shù)更加困難，一種解決方法是將S21系數(shù)性能作為輸入和/或輸出阻抗的函數(shù)進行測量。在這種情況下，可編程調(diào)諧器放置在待測設備的輸入或輸出。
基本負載-牽引測試配置
圖9. 基本負載-牽引測試配置的原理圖
盡管這種方法不能直接測量輸入阻抗(S11)或輸出阻抗(S22)，但是可以 通過反復試驗來估算使PA達到高性能或效率的輸入/輸出阻抗。需要注意的是，典型的配置是將CW信號發(fā)生器來供電并使用功率計進行測量?，F(xiàn)在可以使用VSG來生成調(diào)制信號，并使用VSA來分析調(diào)制信號，進而測量PA的信號性能近不論我們身處何方，關于工業(yè)物聯(lián)網(wǎng)(IIoT)的討論都會不于耳。而且，對于不同的行業(yè)，這一趨勢表現(xiàn)在不同的方面。例如，工業(yè)4.0是為生產(chǎn)設備發(fā)展出來 概念。在電網(wǎng)域，IIoT表現(xiàn)為智能電網(wǎng);石油和天然氣行業(yè)的IIoT則體現(xiàn)在井場數(shù)字化。雖然IIoT的不同形式有其特定表述和流程，但是IIoT所提供的技術和優(yōu)勢卻是致相同。雖然行業(yè)先者都渴望利用IIoT，但很難想象到2020年500億臺設備連接起來是何種場景1。家估計，在2015年至2025年間部署的這些新網(wǎng)聯(lián)設備中，有半數(shù)將來自工業(yè)域2。這意味著工程師和科學家將是工廠、測試實驗室、電網(wǎng)、煉油廠和基礎設施域?qū)崿F(xiàn)IIoT的驅(qū)動者。
對于IIoT，工程師可以期望獲得三個主要好處
● 通過預測性維護增加正常運行時間
● 通過邊緣控制提升性能
● 通過真實的網(wǎng)聯(lián)數(shù)據(jù)改進產(chǎn)品設計和制造