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本文分析了移相PWM控制串聯(lián)諧振逆變器的實(shí)現(xiàn)。通過改變移相角來調(diào)節(jié)傳送給負(fù)載的功率，對功率MOSFET輸出電容的影響，提出了一種控制方案以確保功率器件在各種負(fù)載條件下實(shí)現(xiàn)ZVS，保證全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中MOSFET的柔性切換，使開關(guān)頻率緊密地跟隨諧振頻率，使逆變器工作在功率因數(shù)接近1的準(zhǔn)諧振狀態(tài)。本文闡明了一種控制策略，提出了在各種負(fù)載條件下獲得ZVS的實(shí)現(xiàn)方法。通過改變移相角進(jìn)行輸出功率的調(diào)節(jié)，改變開關(guān)頻率去確保ZVS狀態(tài)。設(shè)計(jì)者可以依據(jù)負(fù)載的不同要求及不同的應(yīng)用場**用該控制方法。
1 移相控制串聯(lián)諧振逆變器工作原理
全橋架構(gòu)的串聯(lián)諧振逆變器如圖1所示。4個(gè)開關(guān)管S1～S4，分別以50%的占空比開通，其中S1及S4為基準(zhǔn)臂開關(guān)，S2及S3為移相臂開關(guān)，每個(gè)橋臂上的功率管以180°的相位差開通與關(guān)斷，兩個(gè)橋臂開關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間相差一個(gè)相位角φ，控制時(shí)序如圖2所示。使輸出的正負(fù)交替電壓之間插入一個(gè)箝位到零點(diǎn)的電壓值，這樣只要改變相位角φ就可以相應(yīng)改變輸出電壓的有效值，zui終達(dá)到調(diào)節(jié)輸出功率的目的。當(dāng)采用移相調(diào)功方法時(shí)，電路的工作頻率變化較小，具有良好的負(fù)載適應(yīng)性。特別是當(dāng)負(fù)載阻抗具有較高品質(zhì)因數(shù)時(shí)，其調(diào)功范圍內(nèi)頻率變化更小[1]。
圖1 串聯(lián)諧振逆變器主電路
當(dāng)工作頻率在諧振頻率之上，即負(fù)載呈現(xiàn)感性狀態(tài)，負(fù)載電流io落后于準(zhǔn)方波電壓vAB，如圖2所示。要實(shí)現(xiàn)功率管的零電壓開通，必須要有足夠的能量用來抽走將要開通的開關(guān)管的輸出電容上的電荷;并給同一橋臂要關(guān)斷的開關(guān)管的結(jié)電容充電。開關(guān)管輸出電容放電結(jié)束后二極管續(xù)流，此時(shí)給出驅(qū)動(dòng)信號(hào)，開關(guān)管將在零電壓狀態(tài)開通。如果開關(guān)頻率緊跟諧振點(diǎn)頻率保持恒定，由于φ角的增大，負(fù)載電流在S3開通前變成正相，ZVS將不能實(shí)現(xiàn)。為了防止失去ZVS狀態(tài)，應(yīng)確保開關(guān)管輸出電容的*放電，所以控制器需要提高開關(guān)頻率，在S3開通前去獲得更大的負(fù)相負(fù)載電流。本系統(tǒng)利用了電路上的寄生元件，使得全橋架構(gòu)中的4個(gè)開關(guān)器件都能運(yùn)行于零電壓切換，不僅降低了切換損失與開關(guān)應(yīng)力，也不象硬開關(guān)PWM那樣需要采用緩沖吸收電路[2]。
圖2 工作波形
2 移相控制串聯(lián)諧振逆變器的分析
系統(tǒng)的全橋架構(gòu)等效電路如圖3所示。由圖3可知下列關(guān)系的存在：
負(fù)載因數(shù)Q=
;
特征阻抗Zo=
;
諧振頻率ω0=
;
頻率標(biāo)么值ωn=
(ωs為開關(guān)頻率)。
圖3 等效電路
準(zhǔn)方波電壓vAB，近似正弦波的負(fù)載電流io。當(dāng)工作在諧振點(diǎn)之上，可獲得ZVS，槽路電流以一定的相位α落后于槽路電壓，如圖2所示。相位滯后可表示為
α=arg(Zin)=arctan
(1)
式中：Zin為輸入阻抗。
在槽路電壓為正，槽路電流為負(fù)的時(shí)刻，相差β是決定ZVS實(shí)現(xiàn)的基本要素。獲得ZVS的βmin的數(shù)學(xué)表達(dá)式可以從以下電量分析中得到：槽路電流必須足夠大，能使儲(chǔ)存在S3的能量qcoss釋放，且在β范圍內(nèi)提供給S4能量，應(yīng)當(dāng)注意qcoss也是Vin儲(chǔ)存在輸出電容Coss中的能量。根據(jù)這些電量之間的，βmin可由式(2)得到[3]。
βmin=arccos
(2)
式中：Ip為負(fù)載峰值電流。
所以實(shí)現(xiàn)ZVS所需的頻率是一個(gè)輸出電容電量與滿載電流之間的函數(shù);可獲得在失去ZVS狀態(tài)前所允許的zui大相移，如式(3)所示。
φmax=2(α-βmin)(3)
圖4給出了針對不同負(fù)載值關(guān)于頻率標(biāo)么值ωn的幾條φmax曲線。
圖4 不同負(fù)載下φmax與ωn的關(guān)系曲線
該曲線展示了假如使用理想開關(guān)器件Coss=0，即βmin=0時(shí)，對ZVS來講所允許的zui大相移。但對實(shí)際應(yīng)用來講，βmin大于零，φmax小于理想狀況。通過計(jì)算傳送給等效阻抗的功率可以得到輸出功率的表達(dá)式為
Pout=
Req(4)
標(biāo)稱輸出頻率表達(dá)式為
Pn=Pout
(5)
式(4)與式(5)聯(lián)立得
Pn=
Qcos2αcos2
(6)
對功率調(diào)節(jié)而言，Q值的大小與所允許的zui大相移大小相對應(yīng)。倘若期望的輸出功率由給定的功率要求所限定，為保證功率的恒定，在低Q值下工作時(shí)，所需的相移角就可能比φmax大，這樣將會(huì)失去ZVS狀態(tài)。為減小βmin，增大φmax，應(yīng)使環(huán)流能量盡量小，所以，開關(guān)頻率應(yīng)盡可能接近諧振頻率，在保證ZVS條件下，可以通過工作在比諧振頻率略高的頻率級(jí)別，即通過使負(fù)載工作在感性條件下來解決。
3 控制目標(biāo)及策略
本系統(tǒng)的控制目標(biāo)是，調(diào)節(jié)輸出功率，并在各種負(fù)載條件下保持ZVS。
對功率調(diào)節(jié)來講，如果對于各種負(fù)載條件下，βmin已知，一種利用開關(guān)頻率和移相的調(diào)功方法可以用式(1)、式(2)、式(3)和式(6)迭代后獲得。因此，本文提出了一種確保在各種負(fù)載條件下實(shí)現(xiàn)ZVS的控制策略，包含3種簡化控制實(shí)現(xiàn)的選擇，即固定β相位控制;固定β時(shí)間控制與隨峰值電流補(bǔ)償β時(shí)間控制。
zui簡單的實(shí)現(xiàn)方法是為適合于zui壞的負(fù)載狀況，即調(diào)節(jié)β為一個(gè)恒定的相位值βfixed。βfixed是保證ZVS狀況下，對負(fù)載變化范圍中所需要的βmin的zui大值，它可以通過式(2)獲得。在保證ZVS的zui低Q值處將產(chǎn)生βmin的zui大值，因?yàn)?，此時(shí)槽路電流zui小。給定Pn，Q和βfixed，可通過式(1)、式(3)和式(6)迭代獲得ωn和φ。所選擇的Pn值應(yīng)當(dāng)是對于負(fù)載變化范圍中的zui大值，從而減小環(huán)流能量損失。較大的Pn值意味著開關(guān)頻率將緊隨諧振點(diǎn)頻率和較大的Zo。但這將導(dǎo)致大的開通率，并減小了次級(jí)電容峰值電壓，從而允許低電壓等級(jí)的次級(jí)電容的應(yīng)用。
分析表明，固定β時(shí)間的調(diào)節(jié)較之固定β相位調(diào)節(jié)只是稍稍改善了逆變器的功率因數(shù)。對于固定相位控制來講，α只是比固定時(shí)間控制略大。隨著負(fù)載參數(shù)的增大，對固定相位控制來講tβ增大，然而對于固定時(shí)間控制，tβ和預(yù)期一樣保持恒量。因此，固定時(shí)間控制對于tβ是理想的，即tβfixed=βfixed/ωn。把歸一化時(shí)間轉(zhuǎn)化為實(shí)際的時(shí)間時(shí)，tβ需要乘以
。選擇一個(gè)較高的Pn是為了得到更高的歸一化頻率。因?yàn)槟孀兤鲗⑦M(jìn)一步地工作在諧振點(diǎn)附近。在這種狀態(tài)下的控制策略將確保ZVS。
在此，我們選擇隨峰值電流補(bǔ)償β時(shí)間控制的方式。tβ不再被一個(gè)固定的時(shí)間值而是由變化的時(shí)間策略所控制。在這種實(shí)現(xiàn)方式下，隨著Q值的增大，槽路峰值電流Ip會(huì)隨之增大。對于更高的峰值電流tβ可能會(huì)減小，這個(gè)與負(fù)載峰值電流有的β可由式(2)體現(xiàn)。一個(gè)控制系統(tǒng)應(yīng)能實(shí)現(xiàn)隨著負(fù)載峰值電流的增大而自動(dòng)減小tβfixed的初始值?？刂聘鶕?jù)式(7)來實(shí)現(xiàn)。
tβ=tβfixed-KIp(7)
式中：Ip為峰值電流;
K為增益。
圖5表示，當(dāng)固定Q值時(shí)，采用峰值電流補(bǔ)償控制，與固定時(shí)間或固定相位控制方法相比較，功率因數(shù)有了進(jìn)一步的提高(α相對小)。
圖5 采用不同控制時(shí)
