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中國臺(tái)灣明緯MEANWELL

電源線路濾波器中的漏電流　　標(biāo)準(zhǔn)中的要求保護(hù)接地器在電氣設(shè)備出現(xiàn)故障或發(fā)生短路時(shí)，保護(hù)用戶不會(huì)受到危險(xiǎn)接觸電壓的傷害。為確保此基本功能，保護(hù)接地線上的電流必須加以限制，這是為什么大多數(shù)產(chǎn)品安全標(biāo)準(zhǔn)中包含測(cè)量和限制條款的原因。辦公室設(shè)備和信息技術(shù)設(shè)備的產(chǎn)品安全標(biāo)準(zhǔn)EN 60950-1進(jìn)行了相關(guān)說明。盡管都使用漏電流這個(gè)術(shù)語進(jìn)行描述，但是標(biāo)準(zhǔn)在實(shí)際上對(duì)接觸電流和保護(hù)導(dǎo)體電流進(jìn)行了區(qū)分。接觸電流是人在接觸電氣裝置或設(shè)備時(shí)，流過人體的所有電流。另一方面，保護(hù)導(dǎo)體電流是在設(shè)備或裝置正常運(yùn)行時(shí)，流過保護(hù)接地導(dǎo)體的電流。此電流也稱為漏電流。所有電氣設(shè)備的設(shè)計(jì)都必須避免產(chǎn)生危及用戶的接觸電流和保護(hù)導(dǎo)體電流。一般來說，接觸電流不得超過3.5mA，采用下文所述的測(cè)量方法進(jìn)行測(cè)量。3.5mA的極限值并不適用于所有設(shè)備，因此，在標(biāo)準(zhǔn)中，還對(duì)配備工業(yè)型開關(guān)電源接線器（B型可插拔設(shè)備）和保護(hù)接地器的設(shè)備進(jìn)行了補(bǔ)充規(guī)定。如果保護(hù)接地電流不超過輸入電流的5％，那么接觸電流可以超過3.5mA。另外，等電位聯(lián)結(jié)導(dǎo)體的zui小截面積必須符合EN 60950-1的規(guī)定。zui后，但不是zui不重要的，制造商必須在電氣設(shè)備上附“警告！強(qiáng)接觸電流。先接地。”“警告！強(qiáng)漏電流。先接地。”除了普通的產(chǎn)品安全標(biāo)準(zhǔn)之外，還有關(guān)于無源EMI的安全標(biāo)準(zhǔn)。在歐洲，新頒布了EN 60939，自2006年1月1日起代替了當(dāng)時(shí)現(xiàn)行的EN 133200。然而，此標(biāo)準(zhǔn)沒有關(guān)于濾波器漏電流的附加要求。美國的EMI濾波器標(biāo)準(zhǔn)，UL 1283，與此不同。不僅需要進(jìn)行所有常規(guī)安全試驗(yàn)，還需要確認(rèn)濾波器的漏電流。在默認(rèn)情況下，此漏電流不允許超過0.5mA。否則，濾波器必須附帶一個(gè)安全警告，說明濾波器不適用于住宅區(qū)。必須提供接地連接器以防觸電，另外濾波器必須連接到接地電源引出線或接頭上。

　　漏電流的計(jì)算　　本節(jié)將說明計(jì)算漏電流的方法。因?yàn)樵嬖谡`差，并且電網(wǎng)（對(duì)于3相供電網(wǎng)）的不平衡只能估計(jì)，所以實(shí)際結(jié)果不一定等于測(cè)量結(jié)果。另一方面，對(duì)順序生產(chǎn)的每一個(gè)濾波器都進(jìn)行漏電流測(cè)量是不合理的，所以一般來說，制造商提供的漏電流都是根據(jù)計(jì)算值。對(duì)于所有的計(jì)算，磁性元件的寄生元件及保護(hù)接地器的阻抗均忽略不計(jì)。計(jì)算時(shí)只考慮濾波器電容的誤差。EMI濾波器電容一般用來抑制差模和共模干擾。對(duì)于前者，在相位之間，以及相位和中性導(dǎo)體之間，連接有所謂的X電容。對(duì)于共模抑制，相位和接地之間采用Y電容。電容器對(duì)于頻率和電壓的依存關(guān)系也沒有考慮。這對(duì)于陶瓷電容器是非常重要的，因?yàn)檫@種電容器會(huì)受到電壓和頻率的明顯影響。因此，采用陶瓷電容器的濾波器的漏電流也比計(jì)算結(jié)果更大。

3相供電網(wǎng)中的漏電流　　要計(jì)算3相供電網(wǎng)中的漏電流，需要確定電源中性點(diǎn)MQ和負(fù)載中性點(diǎn)ML之間的電壓。在電源端，是3個(gè)相電壓UL1、UL2和UL3，與中性點(diǎn)MQ相連接。在負(fù)載端，是3個(gè)阻抗Z1、Z2和Z3，也與一個(gè)星型相連接。兩個(gè)中性點(diǎn)MQ和ML通過阻抗ZQL相連，此阻抗上的壓降為UQL。

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圖1：電源和負(fù)載和星型連接

阻抗ZQL的實(shí)際電壓UQL可以使用下述公式計(jì)算：

 

無源3相濾波器的一種常見配置是3個(gè)X電容器的中性點(diǎn)連接，并通過Y電容器與地電位或者濾波器的外殼相連接。對(duì)于平衡電容電網(wǎng)，漏電流可以忽略。另一方面，當(dāng)相位之間達(dá)到zui高的不平衡時(shí)，電網(wǎng)達(dá)到zui高的漏電流值。不平衡的原因包括電容器值的公差，以及供電網(wǎng)的電壓不平衡。

 

圖2：3相濾波器的典型電容器配置

因此，漏電流的關(guān)鍵要素是電容器CX1、CX2和CX3的不平衡產(chǎn)生的電壓UQL。對(duì)于大多數(shù)濾波器，額定值是相同的，但是也存在制造公差的影響。電容器CY處的壓降UQL產(chǎn)生的漏電流Ileak, max可以根據(jù)下式確定： 

當(dāng)

 

時(shí) 大多數(shù)制造商在確定無源濾波器中的電容器的額定值時(shí)，公差為±20%。CY的zui高壓降發(fā)生在兩個(gè)X電容器具有zui小的公差，而一個(gè)電容器具有zui大公差的時(shí)候。另外，假設(shè)CY的公差值z(mì)ui大。將這些假設(shè)代入方程（1）和（2），則漏電流為：

 

為更好地了解此理論，可以提供一個(gè)480V 3相濾波器的計(jì)算實(shí)例。電容器值為CX=4.4F、CY=1.8F；所有電容器的公差均為制造商規(guī)定的±20%。不考慮電源電壓的不平衡，計(jì)算出的漏電流大約為23mA。

實(shí)踐經(jīng)驗(yàn)表明電容器的公差差距不會(huì)如此之大。比較真實(shí)的公差范圍從-20％至0％。根據(jù)此假設(shè)，上述計(jì)算得出大約為10 mA。應(yīng)該指出：不同制造商采用漏電流計(jì)算方法并不統(tǒng)一。因此，即使兩個(gè)濾波器和元件值相同，但是漏電流可能不同?！　〉侥壳盀橹梗谟?jì)算中并沒有考慮供電網(wǎng)的電壓不平衡。在實(shí)際應(yīng)用中，供電網(wǎng)確實(shí)存在不平衡。為在計(jì)算中考慮進(jìn)此因素，采用了供電網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)EN 50160，此標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定了公共供電網(wǎng)的狀態(tài)。根據(jù)此標(biāo)準(zhǔn)，地區(qū)供電網(wǎng)的電壓不平衡應(yīng)該不超過3％。將此條件代入前述計(jì)算，當(dāng)電容器公差為±20%時(shí)，漏電流上升到26mA，當(dāng)公差為+0/-20%時(shí)，漏電流為13mA。單相供電網(wǎng)中的漏電流與3相供電網(wǎng)相比，單相供電網(wǎng)中的漏電流計(jì)算要容易的多。在電壓和頻率給定之后，漏電流只取決于總電容。圖3所示是單相濾波器的典型電容器回路。

 

圖3：?jiǎn)蜗酁V波器的典型電容器配置

在正常工作時(shí)，漏電流由電容器CYL和CYN決定?？傠娏髦涤上率浇o出：

 

當(dāng)CX=100nF、CY=2.2nF，并且給定的公差為±20%時(shí)，漏電流為190A。zui壞的情形發(fā)生在中性導(dǎo)體斷開的時(shí)候。此時(shí)，總電容由兩個(gè)平行電容器組成：一邊是CYL，另一邊是串聯(lián)的CX和CYN。圖4是等效電路圖。

 

圖4：中性導(dǎo)體斷開時(shí)的總電容

總電容根據(jù)下述公式計(jì)算：

 

 在發(fā)生故障時(shí)，zui大漏電流可以高達(dá)377。

漏電流的測(cè)量計(jì)算漏電流是一件事情，進(jìn)行測(cè)量又是另外一件事情。各種產(chǎn)品安全標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定了必要的測(cè)量方法。盡管不同標(biāo)準(zhǔn)之間存在差異，基本方法是類似的。下文將詳細(xì)敘述根據(jù)EN 60950進(jìn)行計(jì)算。根據(jù)EN 60950進(jìn)行測(cè)量我們?cè)?ldquo;標(biāo)準(zhǔn)中的要求”中提到：EN 60950使用術(shù)語“接觸電流”和“保護(hù)接地電流”而不是“漏電流”。測(cè)得的電流總是接觸電流。因?yàn)閱蜗嗪?相供電網(wǎng)所用的方法非常類似，所以只敘述單相設(shè)備所用的方法?；緶y(cè)量設(shè)置如圖5所示。測(cè)量設(shè)備的輸出B與系統(tǒng)的接地中性導(dǎo)體相連接。輸出A通過開關(guān)STEST與設(shè)備的接地端子相連接。開關(guān)SPE打開。

 

圖5：接觸電流的測(cè)量設(shè)置另外，測(cè)量必須采用反極性。為此，電路使用了開關(guān)SPOL。許可漏電流取決于設(shè)備的類型，并在標(biāo)準(zhǔn)中進(jìn)行了規(guī)定。另外，設(shè)備可操作件的接觸電流的測(cè)量與設(shè)備類型無關(guān)。然而，并沒有詳細(xì)描述該測(cè)量，因?yàn)榕c漏電流自身無關(guān)。圖5所示的測(cè)量設(shè)備可以有2種版本。*種可能性采用下圖所示的電壓測(cè)量回路。

 

圖6：電壓測(cè)量設(shè)備

W　　RS 1500
W       RB 500
W       R1 10
       CS 0.22 m
m       C1 0.022
　　       ，輸入電容必須小于200pF。頻率范圍需要在15Hz至1MHz之間。U2到Ileak的轉(zhuǎn)換公式為：W測(cè)量電壓U2所需的輸入阻抗必須大于1M

 

除了根據(jù)圖6測(cè)量電壓之外，還可以根據(jù)圖7所示的電路測(cè)量電流。

 

圖7：電流測(cè)量設(shè)備

M 動(dòng)圈式儀表
       R1+ RV1+ Rm 在C=150 nF±1%時(shí)，1500±1%，或者
       在C=112 nF±1%且0.5 mA DC時(shí)，2000±1%
       D 測(cè)量整流器
       RS 無感應(yīng)電阻器，量程X 10
       S 量程選擇器對(duì)于非正弦波形，并且頻率超過100Hz，則圖6所示電壓測(cè)量可以獲得更為的結(jié)果。在“漏電流的測(cè)量”中，已經(jīng)提到當(dāng)供電網(wǎng)和電容網(wǎng)絡(luò)取得平衡時(shí)，漏電流zui低。任何不平衡都將增大漏電流。考慮到這一點(diǎn)，很明顯供電網(wǎng)拓補(bǔ)對(duì)于設(shè)備漏電流具有明顯的影響。對(duì)于某些供電網(wǎng)，甚至需要設(shè)計(jì)開關(guān)電源來降低漏電流。特別是在日本供電網(wǎng)中使用歐洲生產(chǎn)的濾波器。日本供電網(wǎng)的特殊性是一個(gè)事實(shí)，一個(gè)相直接接地。如圖8所示。

  

圖8：日本供電網(wǎng)的原理這種設(shè)置類型的并聯(lián)連接是一個(gè)分支為L(zhǎng)L2，另一個(gè)分支為CL2和C0。等效電路如圖9所示。

 

圖9：圖8的等效電路　對(duì)于這種布局，接地阻抗*不同，從而產(chǎn)生不同的壓降和漏電流。因此，歐洲濾波器的漏電流額定值不能自動(dòng)用在日本供電網(wǎng)中。一種可能的解決方案是更改濾波器接地相的阻抗，從而產(chǎn)生不平衡的濾波器。另外一種備選方案是增加所有相位的阻抗，從而降低濾波器的總接地電容（Y電容），這樣保持了濾波器的對(duì)稱設(shè)置并且沒有顯著增大漏電流。

　　總結(jié)　出于安全考慮，在使用無源EMI濾波器時(shí)，需要考慮漏電流的影響。一般來說，大多數(shù)制造商定義了正常運(yùn)行時(shí)每個(gè)相位的漏電流。一般來說，漏電流的額定值不是測(cè)量的結(jié)果，而是計(jì)算值。計(jì)算前提并沒有統(tǒng)一的標(biāo)準(zhǔn)，而是由制造商規(guī)定。這些前提包括元件的公差、電源電壓的不平衡和操作模式（正常運(yùn)行、故障狀態(tài)）。因此，即使兩個(gè)濾波器的電路圖和元件的額定值相同，但是漏電流可能明顯不同。各種產(chǎn)品安全標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定了漏電流的測(cè)量，因此易于復(fù)制。然而，不能100％地進(jìn)行生產(chǎn)測(cè)試。只在驗(yàn)證過程中，才進(jìn)行類型測(cè)試。zui后，但不是zui不重要的，漏電流還在很大程度上取決于供電網(wǎng)。在歐洲供電網(wǎng)中漏電流很低的濾波器在日本供電網(wǎng)中就表現(xiàn)出很大的漏電流。因此，很容易使現(xiàn)有的漏電流斷路器跳閘。盡責(zé)的制造商在其規(guī)范中總是標(biāo)注可能發(fā)生的zui大漏電流。zui終用戶很難可靠地計(jì)算設(shè)備或裝置的總漏電流。

大功率開關(guān)電源中EMI干擾的抑制
 1 引言　隨著開關(guān)電源應(yīng)用領(lǐng)域的不斷擴(kuò)大，其電磁干擾已成為一個(gè)很嚴(yán)重的問題，為了使電源產(chǎn)品滿足EMC的要求，設(shè)計(jì)人員就應(yīng)在設(shè)計(jì)階段考慮這一問題，同時(shí)也要做好在現(xiàn)場(chǎng)處理這一問題的準(zhǔn)備。2 開關(guān)電源EMI的特點(diǎn)與危害　開關(guān)電源的功率管工作在非線性條件下，采用脈寬調(diào)制（PWM）開關(guān)控制方式，加之開關(guān)頻率的不斷提高，使得電磁干擾越來越突出，對(duì)電網(wǎng)造成污染。因干擾的存在，輸入電源的電網(wǎng)受到了干擾，影響到其它設(shè)備，使其不能正常的工作，也影響到電網(wǎng)的供電質(zhì)量。所以尋找干擾抑制的方法是很必要的。　3 大功率開關(guān)電源中EMI抑制實(shí)驗(yàn)　在中科院近代物理研究所新建的大型物理實(shí)驗(yàn)裝置CSR冷卻存儲(chǔ)環(huán)中，有大量開關(guān)電源為磁鐵提供電能，以滿足試驗(yàn)所需的磁場(chǎng)能量。其中19/370V開關(guān)電源就是運(yùn)用在其冷卻段。由于在設(shè)計(jì)和生產(chǎn)階段，廠家未考慮電磁兼容問題，以至于在安裝調(diào)試階段，造成對(duì)其他設(shè)備的影響，也是輸入電網(wǎng)受到污染，為此我們按照?qǐng)D1（a）所示得方案，對(duì)其進(jìn)行EMI干擾測(cè)試，其結(jié)果見圖1（b）。測(cè)試儀器是德國SCHWARZBECK公司生產(chǎn)的FCKL1528接機(jī)一臺(tái)，NNLK 8129線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)（LISN）一臺(tái)，計(jì)算機(jī)一臺(tái)。

 

          圖1（a）測(cè)試方案

 

圖1（b）測(cè)試數(shù)據(jù)

根據(jù)圖1的方案和結(jié)果可以看出，在該臺(tái)設(shè)備未做任何改造以前，其EMI干擾是存在的，而且很嚴(yán)重超越國家標(biāo)準(zhǔn)GB4824-2001關(guān)于1組A類傳導(dǎo)騷擾的標(biāo)準(zhǔn)（150KHz～0.5MHz 是79dB，0.5MHz～30MH是73 dB），尤其是在150KHz～2MHz之間。為此，我們采用了截?cái)喔蓴_源的方法，即利用EMI濾波器（濾波器的接地要可靠）和一變壓器（△/Y-11接發(fā)），該變壓器其隔離作用，其中EMI濾波器的原理圖如圖2所示，共按照三種方案測(cè)試，通過測(cè)試，找出適合我們需要的方案。

 

圖2　EMI濾波器的原理圖

1、方案一及測(cè)試數(shù)據(jù)

 

圖3（a）方案一

 

圖3（b）由方案一測(cè)得得數(shù)據(jù)

2、試驗(yàn)方案二及測(cè)試數(shù)據(jù)

 

圖4（a）方案二　　　　　　　　　

圖4（b）由方案二測(cè)得得數(shù)據(jù)

　　3、試驗(yàn)方案三及測(cè)試數(shù)據(jù)

　　
圖5（a）方案三　　　　　　　　　

圖5（b）由方案三測(cè)得得數(shù)據(jù)

　　經(jīng)過一系列的實(shí)驗(yàn)，我們可以看出，按照方案一（圖3a）進(jìn)行改造，可以使設(shè)備的EMI傳導(dǎo)干擾在150KHz～1.5MHz平均衰減15dB（由圖1b和圖3b比較所得）;按照方案二（圖4a）進(jìn)行改造，可以使設(shè)備的EMI傳導(dǎo)干擾在150KHz～1.5MHz平均衰減30dB（由圖1b和圖4b比較所得）; 按照方案三（圖）進(jìn)行改造，可以使設(shè)備的EMI傳導(dǎo)干擾在150KHz～1.5MHz平均衰減35dB（由圖1b和圖5b比較所得）。
　　       對(duì)于不同的方案，為什么會(huì)有不同的結(jié)果？因?yàn)槲覀兊哪康氖墙档虴MI干擾。為了達(dá)到這一目的，我們采用的是在電網(wǎng)與電源之間插入EMI濾波器，這樣就可以達(dá)到干擾信號(hào)的衰減。但由于不同的方案所插入濾波器的阻抗值不同，插入損耗也不同，插入損耗的計(jì)算可由下式求

       式中：V1- 沒有濾波器時(shí)負(fù)載上的噪聲電壓：V2- 插入濾波器時(shí)負(fù)載上的噪聲電壓。  從數(shù)據(jù)的分析，我們可以看出，我們所采用的方案都對(duì)EMI傳導(dǎo)干擾起到了抑制作用，但從噪音衰減的數(shù)值分析，方案二是*的。zui終我們采用方案二做為本次改造的*方案。

功率因數(shù)校正器的輔助電路設(shè)計(jì)
引言　近20年來電力電子技術(shù)得到了飛速的發(fā)展，已廣泛應(yīng)用到電力、冶金、化工、煤炭、通訊、家電等領(lǐng)域。電力電子裝置多數(shù)通過整流器與電力網(wǎng)接口，經(jīng)典的整流器是由二極管或晶閘管組成的一個(gè)非線性電路，在電網(wǎng)中產(chǎn)生大量電流諧波和無功污染了電網(wǎng)，成為電力公害。電力電子裝置已成為電網(wǎng)zui主要的諧波源之一。抑制電力電子裝置產(chǎn)生諧波的方法主要有兩種，一是被動(dòng)方式，即采用無源濾波或有源濾波電路來旁路或?yàn)V除諧波；另一種是主動(dòng)式的方法，即設(shè)計(jì)新一代高性能整流器，它具有輸入電流為正弦波、諧波含量低、功率因數(shù)高的特點(diǎn)，即具有功率因數(shù)校正功能。因此近年來功率因數(shù)校正（PFC）電路得到了很大的發(fā)展，成為電力電子學(xué)研究的重要方向之一。而在功率因數(shù)校正器中輔助電路對(duì)其安全正常工作至關(guān)重要，輔助電路能夠防止從電網(wǎng)傳入電磁噪聲，抑制裝置產(chǎn)生的電磁噪聲返回電網(wǎng)，抑制過大的起動(dòng)沖擊電流，消除浪涌噪聲干擾等。由此可見，功率因數(shù)校正器中輔助電路設(shè)計(jì)的好壞將直接影響功率因數(shù)校正器的效能，因此，對(duì)于輔助電路的設(shè)計(jì)不容忽視。

　　2 主要技術(shù)指標(biāo)　該功率因數(shù)校正器的主要技術(shù)指標(biāo)為：1） 輸入：?jiǎn)蜗郃C220V±20%，即176V~264V，頻率為50HZ±5%；
      2） 輸出：DC400V，負(fù)載在10% ~100%間變化時(shí)，電壓調(diào)整率小于1%，輸出功率為3KW；
        3） 滿載輸出時(shí)，功率因數(shù)大于0.99，效率大于80%。3 輔助電路的設(shè)計(jì)　輔助電路的設(shè)計(jì)包括：
        1.EMI濾波電路；
        2.起動(dòng)電流抑制電路；
        3.開關(guān)的浪涌吸保護(hù)電路；
        4.開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路。3.1 EMI濾波電路的選擇輸入EMI濾波電路的作用有兩方面：*，防止從電網(wǎng)傳入電磁噪聲，對(duì)裝置形成干擾；第二，抑制裝置產(chǎn)生的電磁噪聲返回電網(wǎng)，造成電網(wǎng)公害。
　　 所謂的EMI（Electro-Magnetic Interference）是指電磁干擾，包括傳導(dǎo)干擾和輻射干擾兩種形式。在本設(shè)計(jì)中，由于輻射干擾比傳導(dǎo)干擾小得多，而且容易抑制，所以主要考慮對(duì)傳導(dǎo)干擾的濾除。傳導(dǎo)干擾分為共模干擾和差模干擾兩種，共模干擾是相線與大地之間的干擾信號(hào)；差模干擾是在相線之間，與輸入功率通道相同的干擾信號(hào)。目前市面上已有很多EMI濾波器成品，但基本上都是針對(duì)共模干擾信號(hào)設(shè)計(jì)的，差模干擾抑制效果很差。本設(shè)計(jì)中，由于高次諧波含量較大，需要差模干擾抑制效果較好，因此市面上的EMI濾波器均不能滿足其要求，需要設(shè)計(jì)適當(dāng)?shù)腅MI濾波器。

　　

圖1　EMI濾波電路原理圖

　　本設(shè)計(jì)中的EMI濾波電路如圖1所示，L1、L2為差模干擾抑制電感，L3、L4為共模干擾抑制電感，C1、C4為差模干擾濾除電容，C2、C3、C5、C6為共模干擾信號(hào)濾除電容。在設(shè)計(jì)中應(yīng)注意使EMI電路的電容電感諧振頻率低于升壓斬波工作頻率。　　        電感L1、L2與電容C1、C4構(gòu)成一個(gè)低通濾波器。由于電感對(duì)工頻信號(hào)阻抗很小，電容對(duì)工頻信號(hào)的阻抗很大，因此對(duì)工頻信號(hào)基本沒有影響；對(duì)于高頻信號(hào)電感的阻抗很大，電容的阻抗很小，所以高頻的干擾信號(hào)通過電容形成的回路而消除。電感值一般在幾十微亨至幾毫亨，在體積允許的前提下，應(yīng)盡量取得大一些。電容容量一般應(yīng)在幾千微微法至零點(diǎn)幾微法。    上述電路雖然對(duì)高頻差模干擾信號(hào)能起較好的濾波作用，但對(duì)流向?yàn)橥环较虻墓材８蓴_信號(hào)無法濾除。為了濾除共模干擾信號(hào)，利用L3、L4和C2、C3、C5、C6形成共模干擾抑制電路。共模電感采用兩條輸入線在鐵芯上并繞，因此負(fù)載電流產(chǎn)生的磁通相互抵消，而共模干擾信號(hào)產(chǎn)生的磁通則相互疊加。所以該電感對(duì)負(fù)載電流不起作用，對(duì)共模干擾信號(hào)呈現(xiàn)高阻抗。通過電容將共模干擾信號(hào)引入大地。共模電感一般應(yīng)在幾十微亨到幾毫亨之間，在體積允許的前提下，應(yīng)盡量取得大一些，以提高抑制效果。電容容量一般應(yīng)在幾千微微法到零點(diǎn)幾微法。
差模電感L1、L2流過的電流為負(fù)載電流，為了防止鐵芯飽和，選用導(dǎo)磁率比較低的材料作為鐵芯，在本設(shè)計(jì)中選用鐵粉芯作為鐵芯。共模電感L3、L4只對(duì)共模干擾信號(hào)起作用，所以不存在鐵芯飽和問題，因此可以采用導(dǎo)磁率高的材料作為鐵芯，在本設(shè)計(jì)中采用鐵氧體作為鐵芯。電容C1、C4接在輸入線之間，所承受的zui大電壓是zui大輸入電壓，因此選用250V的交流電容。電容C2、C3、C5、C6接在輸入線與大地之間，為了防止高壓擊穿，這幾個(gè)電容的耐壓應(yīng)選擇的比較高，本設(shè)計(jì)中選用耐壓為4KV的高壓瓷片電容。具體的參數(shù)分別為：L1、L2均為100uH，L3為2.8mH，L4為7.8mH，C1、C4均為2.2uF，C2、C3均為0.01uF，C5、C6均為0.0047uF。

　　3.2 起動(dòng)電流抑制電路  開關(guān)電源一般采用電容輸入型回路，在起動(dòng)的瞬間，交流輸入電壓通過整流器對(duì)電容器進(jìn)行充電。由于電容器的等效串聯(lián)阻抗很小，并且通常采用多個(gè)電容器并聯(lián)使用，使得其阻抗更小；因此起動(dòng)沖擊電流很大。為了對(duì)輸入回路的斷路器、輸入熔斷器、整流器等進(jìn)行保護(hù)，同時(shí)減小對(duì)其它電子設(shè)備的不良影響，需要在起動(dòng)時(shí)設(shè)置沖擊電流抑制電路。

 

圖2　起動(dòng)電流抑制電路

　　在交流輸入為網(wǎng)高壓、相位為900時(shí)，沖擊電流出現(xiàn)zui大值。應(yīng)把沖擊電流抑制在多大范圍內(nèi)，并無具體規(guī)定。因此主要應(yīng)視具體情況來選擇電路參數(shù)。沖擊電流抑制回路如圖2（a）所示，其中，R為接入的沖擊電流抑制電阻，Relay為繼電器的常開點(diǎn)。起動(dòng)時(shí)，由于起動(dòng)電阻串接在輸入回路中，可把沖擊電流限制到我們所希望的范圍內(nèi)。當(dāng)電容器充有足夠的電壓、認(rèn)為起動(dòng)過程可以結(jié)束時(shí)，通過繼電器Relay將電阻R旁路（短接），電路正常工作。本設(shè)計(jì)中，zui大輸入電壓為264伏。等效負(fù)載電阻為：

       若接入的電阻，則可把起動(dòng)電流限制到負(fù)載電流的水平，則起動(dòng)過程是相當(dāng)安全的。但由于調(diào)節(jié)器的輸入電容較大（6000uF），則輸入電容結(jié)束充電的時(shí)間長(zhǎng)，一般為（3~5）RC，取4RC=1.3秒，加上繼電器控制電路的延時(shí)；則起動(dòng)電阻的實(shí)際投入時(shí)間會(huì)超過2秒，若起動(dòng)過程的平均電流為4安，則電阻的功耗峰值為848W，2秒的起動(dòng)過程會(huì)產(chǎn)生1600焦耳以上的熱量。因此要選擇功耗很大的電阻器，尺寸也會(huì)很大，這是令人難以接受的，也是不現(xiàn)實(shí)的。為此，應(yīng)選擇阻值更大的電阻器，而阻值加大，結(jié)束起動(dòng)過程隨之延長(zhǎng)，仍難令人滿意。因止在抑制電阻回路中再串入一個(gè)負(fù)溫度系數(shù)的熱敏電阻NTCR，見圖2（b）。一方面，在起動(dòng)過程剛開始時(shí)，電路有較強(qiáng)的抑流能力；另一方面，隨著起動(dòng)過程的進(jìn)行，負(fù)溫度系數(shù)電阻的阻值下降，使電容器的充電電流又不至于太小，起動(dòng)過程不至過長(zhǎng)?！　?.3 開關(guān)浪涌吸保護(hù)電路　　本應(yīng)用中的開關(guān)元件選擇為IGBT模塊。IGBT是一種電壓控制的大功率高速可自關(guān)斷的電力電子元件。它屬于復(fù)合型器件，由MOSFET和晶體管構(gòu)成達(dá)林頓結(jié)構(gòu)。IGBT與其它功率開關(guān)一樣，在開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，由于主回路電流的急劇下降，主回路存在的寄生電感將會(huì)引起很高的集源電壓，稱為開關(guān)浪涌電壓。開關(guān)浪涌電壓的峰值很高，可達(dá)常的兩倍。這樣高的浪涌電壓就可能使IGBT超過其安全工作區(qū)，導(dǎo)致IGBT損壞，另外它也是產(chǎn)生噪聲的一個(gè)原因。

圖3　吸電路原理圖　抑制浪涌電壓的有效措施是采用吸電路，電路如圖3所示。吸電路的原理是：當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，蓄積在寄生電感中的能量通過開關(guān)的寄生電容（圖中未畫出）充電，開關(guān)電壓上升；當(dāng)此電壓上升到吸電容C的電壓與輸出電壓之和時(shí)，吸二極管導(dǎo)通。由于電容器的電壓不能突變，因此開關(guān)的電壓上升率被限制。

　　3.4 開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路

　　柵極驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)是否合理，是IGBT實(shí)際應(yīng)用中的一個(gè)重要問題。IGBT驅(qū)動(dòng)電路形式一般有三種：直接驅(qū)動(dòng)型、隔離驅(qū)動(dòng)型和集成模塊驅(qū)動(dòng)型。

   在電路設(shè)計(jì)中選用芯片，因?yàn)樾酒紟в斜容^完善的保護(hù)功能，可靠性高，只需很少的外圍元件，使用方便。目前市場(chǎng)上已有很多芯片，如美國MOTOROLA公司的MPD系列、日本東芝公司的TK系列、日本富士公司的EXB系列等。在本設(shè)計(jì)中，選用富士公司的EXB840，它能驅(qū)動(dòng)7、1200V的IGBT管，加直流20V作為集成塊的工作電源。開關(guān)管頻率在40KHZ以下，整個(gè)驅(qū)動(dòng)電路動(dòng)作快，信號(hào)延時(shí)不超過1.5毫秒。內(nèi)部利用穩(wěn)壓二極管產(chǎn)生的負(fù)5伏電壓，除供內(nèi)部使用外，還為外部提供負(fù)偏壓。集成塊采用高速光耦輸入隔離，并有過流檢測(cè)及過載慢速關(guān)柵等功能。

圖4　IGBT驅(qū)動(dòng)電路　圖4為具有過流檢測(cè)，軟管端的驅(qū)動(dòng)電路圖。該驅(qū)動(dòng)電路的工作原理是：輸入信號(hào)經(jīng)反相器進(jìn)入14腳，輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)從3腳輸出。當(dāng)IGBT出現(xiàn)過流時(shí)，5腳出現(xiàn)低電平，光耦SOI有輸出，對(duì)PWM信號(hào)提供一個(gè)封鎖信號(hào)，該信號(hào)使驅(qū)動(dòng)脈沖轉(zhuǎn)化為一系列窄脈沖，對(duì)EXB840實(shí)行軟關(guān)斷。

　　4 結(jié)語　輔助電路對(duì)于變換器的安全正常工作非常重要，因此，對(duì)于輔助電路的設(shè)計(jì)不容忽視。本文對(duì)功率因數(shù)校正器輔助電路中的濾波電路設(shè)計(jì)、起動(dòng)電流抑制電路的設(shè)計(jì)和開關(guān)的浪涌吸保護(hù)電路的設(shè)計(jì)進(jìn)行了分析，實(shí)驗(yàn)結(jié)果達(dá)到了預(yù)期的主要技術(shù)指標(biāo)要求。

　功率因數(shù)校正技術(shù)的新型控制策略綜述 PFC電路在提高電力電子裝置網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)、降低電網(wǎng)諧波污染方面起著很重要的作用。隨著PFC技術(shù)應(yīng)用的普及，PFC電路拓?fù)淙諠u成熟。關(guān)于PFC控制系統(tǒng)與控制策略的研究目前仍然十分活躍，這從側(cè)面反映出該領(lǐng)域還有許多問題尚待解決[1]。PFC技術(shù)的每一種控制策略都有其優(yōu)缺點(diǎn)，本節(jié)簡(jiǎn)單總結(jié)了PFC技術(shù)的經(jīng)典控制策略，對(duì)比分析了幾種新型控制策略的優(yōu)缺點(diǎn)，指出了PFC控制技術(shù)的發(fā)展趨勢(shì)。

　　2.PFC整流器的經(jīng)典控制策略　電力電子電路的六種基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（Buck、Boost、Buck-boost、Flyback、Sepic、Cuk）原則上都可以構(gòu)成PFC，但因Boost電路的*優(yōu)點(diǎn)，在實(shí)際中應(yīng)用zui多。PFC的控制策略按照輸入電感電流是否連續(xù)，PFC分為不連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）和連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）。DCM的控制可以采用恒頻、變頻、等面積等多種方式。CCM模式根據(jù)是否直接選取瞬態(tài)電感電流作為反饋和被控制量，有直接電流控制和間接電流控制之分。直接電流控制有峰值電流控制（PCMC）、滯環(huán)電流控制（HCC）、平均電流控制（ACMC）、預(yù)測(cè)瞬態(tài)電流控（PICC）、線性峰值電流控制（LPCM）、非線性載波控制（NLC）等方式。電流的控制也可以通過控制整流橋輸入端電壓的方式間接實(shí)現(xiàn)，稱為間接電流控制或電壓控制[2]。

　　2.2.1 DCM控制模式　　DCM控制又稱電壓跟蹤方法，它是PFC中簡(jiǎn)單而實(shí)用的一種控制方式，應(yīng)用較為廣泛。DCM控制模式的特點(diǎn)：（1）、輸入電流自動(dòng)跟蹤電壓并保持較小的電流畸變率；（2）、功率管實(shí)現(xiàn)零電流開通（ZCS）且不承受二極管的反向恢復(fù)電流；（3）、輸入輸出電流紋波較大，對(duì)濾波電路要求較高；（4）、峰值電流遠(yuǎn)高于平均電流，器件承受較大的應(yīng)力；（5）、單相PFC功率一般小于200W，三相PFC功率一般小于10kW。2.2.2 CCM控制模式CCM相對(duì)DCM其優(yōu)點(diǎn)為：（1）、輸入和輸出電流紋波小、THD和EMI小、濾波容易；（2）、RMS電流小、器件導(dǎo)通損耗?。唬?）、適用于大功率應(yīng)用場(chǎng)合。CCM模式下有直接電流控制與間接電流控制兩種方式。直接電流控制的優(yōu)點(diǎn)是電流瞬態(tài)特性好，自身具有過流保護(hù)能力，但需要檢測(cè)瞬態(tài)電流，控制電路復(fù)雜。間接電流控制的優(yōu)點(diǎn)是結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、開關(guān)機(jī)理清晰。

　　3.PFC整流器的新型控制策略3.1 單周控制技術(shù)單周期控制技術(shù)（One-Cycle Control）[3]是九十年代初由美國加州大學(xué)的Keyue M Smedley提出的，它是一種不需要乘法器的新穎控制方法，將這種控制方法應(yīng)用于功率因數(shù)校正是近年來一種新的嘗試。單周控制是一種非線性控制技術(shù)，它同時(shí)具有調(diào)制和控制的雙重性，通過復(fù)位開關(guān)、積分器、觸發(fā)電路、比較器達(dá)到跟蹤指令信號(hào)的目的。它的基本思想是在每一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)使受控量的平均值恰好等于或者正比于控制參考量，單周期控制術(shù)在控制回路中不需要誤差綜合，它能在一個(gè)周期內(nèi)自動(dòng)消除穩(wěn)態(tài)、瞬態(tài)誤差，前一周期的誤差不會(huì)帶到下一周期，同時(shí)單周期控制技術(shù)還具有優(yōu)化系統(tǒng)響應(yīng)、開關(guān)頻率恒定、減小畸變、抑制電源干擾和易于實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)。這種控制技術(shù)可廣泛應(yīng)用于非線性系統(tǒng)的場(chǎng)合，現(xiàn)已在DC-DC變換器、開關(guān)功率放大器、有源電力濾波器、靜止無功發(fā)生器以及單相、三相功率因數(shù)校正等方面得到大量應(yīng)用?！　沃芸刂浦频幕驹響?yīng)用于各種電流控制上，就可以得到電荷控制（Charge Control），準(zhǔn)電荷控制（Quasi-ChargeControl），非線性載波控制（Nonlinear carrier Control） 和輸入電流整形技術(shù)（Input Current Control）等功率因數(shù)校正的新型控制技術(shù)。從形式上看電荷控制是電流型的單周期控制，其控制思想是控制開關(guān)的電流量，使之在一個(gè)周期內(nèi)達(dá)到期望值。準(zhǔn)電荷控制也是一種電流型的單周控制。準(zhǔn)電荷控制是在電荷控制的基礎(chǔ)上,用RC網(wǎng)絡(luò)代替電荷控制中電路中的C網(wǎng)絡(luò)。非線性載波控制的控制電流可為開關(guān)電流、二極管電流或電感電流，從電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上講非線性載波控制技術(shù)是在電荷控制的基礎(chǔ)上增加了一個(gè)外加的非線性補(bǔ)償，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。在非線性載波控制中當(dāng)電路工作在電流連續(xù)狀態(tài)下，系統(tǒng)就是穩(wěn)定的，而電路工作在斷續(xù)狀態(tài)下，系統(tǒng)是小信號(hào)穩(wěn)定的。另外非線性載波控制工作在斷續(xù)條件下會(huì)產(chǎn)生輸入電流的畸變。輸入電流整形技術(shù)檢測(cè)二極管上的電流，從形式上說是一種類似于非線性載波控制的控制方案，從控制的實(shí)質(zhì)上講它是平均電流控制的一種反用。3.2 空間矢量調(diào)制　空間矢量調(diào)制（Space Vector Modulation）[4]是80年代中后期發(fā)展起來的，zui初的應(yīng)用是使電機(jī)獲得圓形的旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，稱為“磁鏈跟蹤”。目前，空間矢量調(diào)制的概念遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出了電機(jī)調(diào)速的范疇，成為與SPWM相并行的一種PWM調(diào)制技術(shù)?？臻g矢量調(diào)制也是矩陣式變換器的*調(diào)制方式，三相功率因數(shù)校正電路的數(shù)字化實(shí)現(xiàn)也可用此方式。在模擬控制中，用abc三相對(duì)稱坐標(biāo)系，控制量是分段正弦的；在數(shù)字化實(shí)現(xiàn)時(shí)，用同步旋轉(zhuǎn)的d-q正交坐標(biāo)系，此時(shí)，控制量在穩(wěn)態(tài)時(shí)為常量，容易保證好的穩(wěn)態(tài)特性。模擬控制時(shí)，控制變量是時(shí)變的，在電壓、電流過零時(shí)，可能出現(xiàn)不連續(xù)，并且由于模擬控制器的工頻增益有限，電流畸變通常比數(shù)字控制大。數(shù)字控制的帶寬主要受運(yùn)算速度和采樣延遲的限制。隨著微控制器的性能價(jià)格比不斷提高，基于SVM的數(shù)字化實(shí)現(xiàn)會(huì)越來越具吸引力。空間矢量在理論分析上也有優(yōu)點(diǎn)，用其描述三相電路的狀態(tài)軌跡，非常直觀。3.3 無差拍控制無差拍控制（Deadbeat control）[5]是一種在電流滯環(huán)比較控制技術(shù)基礎(chǔ)上發(fā)展起來的全數(shù)字化的控制技術(shù)。它的基本思想是將輸出參數(shù)等間隔的劃分為若干個(gè)取樣周期。根據(jù)電路在每一取樣周期的起始值，預(yù)測(cè)在關(guān)于取樣周期對(duì)稱的方波脈沖作用下某電路變量在取樣周期末尾時(shí)的值。適當(dāng)控制方波脈沖的極性與寬度，就能使輸出波形與要求的參數(shù)波形重合。不斷調(diào)整每一取樣周期內(nèi)方波脈沖的極性與寬度，就能獲得波形失真小的輸出。無差拍控制的zui顯著的優(yōu)點(diǎn)就是數(shù)學(xué)推導(dǎo)嚴(yán)密、跟蹤無過沖、系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、易于計(jì)算機(jī)執(zhí)行等，缺點(diǎn)是它要求建立的數(shù)學(xué)模型，當(dāng)理想模型與實(shí)際對(duì)象有差異時(shí)，劇烈的控制動(dòng)作會(huì)引起輸出電壓的振蕩，不利于系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行。隨著數(shù)字信號(hào)處理單片機(jī)（DSP）應(yīng)用的不斷普及，這是一種很有前途的控制方法基于空間電壓矢量PWM的電流無差拍控制方法，開關(guān)頻率恒定，調(diào)節(jié)性能良好，代表了目前上PFC技術(shù)的較高水平。3.4 滑模變結(jié)構(gòu)控制滑模變結(jié)構(gòu)控制[6]適應(yīng)了電力電子變換器的開關(guān)非線性特性，能夠根據(jù)變換器運(yùn)行狀態(tài)，有效的控制變換器工作狀態(tài)的切換，實(shí)現(xiàn)變換器的控制目標(biāo)，動(dòng)態(tài)性能好且魯棒性強(qiáng)，這樣，滑模變結(jié)構(gòu)控制就能很容易地應(yīng)用于整流器、逆變器等相關(guān)領(lǐng)域的應(yīng)用研究，從而zui有望成為電力電子變換器實(shí)用的控制技術(shù)。變流器的時(shí)變參數(shù)問題是人們一直努力解決的問題。考慮到開關(guān)變換器的開關(guān)切換動(dòng)作與變結(jié)構(gòu)系統(tǒng)的運(yùn)動(dòng)點(diǎn)沿切換面高頻切換有動(dòng)作上的對(duì)應(yīng)關(guān)系。因而可以考慮用滑模變結(jié)構(gòu)這種方法來控制變流器。在整流器的功率因數(shù)校正系統(tǒng)中，輸入電流的穩(wěn)態(tài)特性和輸出電壓暫態(tài)特性之間存在著矛盾的關(guān)系，應(yīng)用滑模變結(jié)構(gòu)控制方法，可以在輸入電流的穩(wěn)態(tài)特性和輸出電壓暫態(tài)特性之間進(jìn)行協(xié)調(diào)，使輸入電流滿足有關(guān)標(biāo)準(zhǔn)的前題下，盡可能地提高輸出電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)。3.5 基于Lyapunov非線性大信號(hào)方法控制傳統(tǒng)控制方法的數(shù)學(xué)建模一般是基于系統(tǒng)的小信號(hào)線性化處理，這種方法的缺點(diǎn)是對(duì)系統(tǒng)的大信號(hào)擾動(dòng)不能保證其穩(wěn)定性?；谶@種考慮，文獻(xiàn)[7]提出了用大信號(hào)方法直接分析這種非線性系統(tǒng)。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，系統(tǒng)對(duì)大信號(hào)擾動(dòng)具有很強(qiáng)的魯棒性。 3.6 dqo變換控制　　dqo變換控制[8]是根據(jù)瞬時(shí)無功功率理論，將電源電流分解到dqo坐標(biāo)系下，得到兩個(gè)直流量Id 、Iq。指令電流Id*、Iq*由電壓控制環(huán)給出，由于參考值和反饋值在穩(wěn)態(tài)時(shí)都是直流信號(hào)，所以可以做到無穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤，這種方法的控制精度高，但控制中涉及的計(jì)算復(fù)雜，隨著高性能的單片機(jī)及的矢量轉(zhuǎn)換芯片的出現(xiàn)，其實(shí)現(xiàn)也是可行的?！　? 控制策略的總結(jié)與展望DCM控制盡管簡(jiǎn)單，但由于器件承受較大的開關(guān)應(yīng)力。限制了其功率應(yīng)用范圍。CCM控制中，直接電流控制應(yīng)是發(fā)展的主流，它適用于對(duì)系統(tǒng)性能指標(biāo)和快速性要求較高的大功率場(chǎng)合。CCM模式下的電流控制需要乘法器和對(duì)輸入電壓、輸入電流進(jìn)行檢測(cè)，控制電路復(fù)雜且成本高，乘法器的非線性失真也增加了輸入電流的諧波含量。因此，不帶乘法器的簡(jiǎn)化控制成為PFC研究的一個(gè)熱點(diǎn)。尋求更加簡(jiǎn)化的控制策略、降低PFC成本、減小THD和EMI、降低器件開關(guān)應(yīng)力、提高整機(jī)效率仍然是今后PFC控制策略的發(fā)展趨勢(shì)。中大功率的電力電子設(shè)備在電網(wǎng)中占有很大比重，因此三相PFC應(yīng)是PFC研究的重心。隨著三相PFC整機(jī)成本的提高和開關(guān)頻率的降低，依托高速的數(shù)字處理器，數(shù)字控制成為發(fā)展的主流。由于各種控制策略都有優(yōu)缺點(diǎn)，將各種控制策略合理搭配，取長(zhǎng)補(bǔ)短，可以到理想的控制效果，這也是控制技術(shù)發(fā)展的一個(gè)方向。與現(xiàn)代控制理論相關(guān)的控制方法如狀態(tài)反饋控制（極點(diǎn)配置）、二次型*控制、非線性狀態(tài)反饋、模糊控制、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制等，都可以用在PFC電路中。但這些方法還不成熟，處于積極的探索之中?；诖蠊β孰娮釉O(shè)備的要求，目前多電平變換器和各種簡(jiǎn)單拓?fù)涞拇?lián)、并聯(lián)等拓?fù)湎嗬^提出，對(duì)于這些電路的控制，除采用現(xiàn)有的控制策略外，還嘗試發(fā)展更有針對(duì)性的控制技術(shù)。

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